單相兩級式光伏并網逆變器與單級式相比，雖然結構復雜，但前、后級可分開控制，控制方法較簡單。而且前級DC/DC變換器選用不同的拓撲結構可滿足不同的太陽能電池輸入電壓，應用起來比較靈活。對于單相兩級式光伏逆變器，除了要實現MPPT和并網逆變外，還必須將連接前后級的母線電容電壓控制在一定范圍內。電壓太低滿足不了并網逆變要求，電壓高則母線電容耐壓也高，體積大。若控制不當，母線電容將一直升高到高出電容耐壓，導致“母線電容崩潰”。
1、 雙PI環控制
單相兩級式光伏并網逆變器通常前級采用MPPT控制，后級采用電流內環、母線電壓外環的雙環PI環控制，其典型控制簡圖如圖1所示。其中電流內環控制框圖如圖2所示。
圖1 典型的控制簡圖
圖2 電流內環控制圖
并網電流ig與參考電流igref的誤差經調節后與高頻三角載波交截，得到驅動信號驅動逆變橋，實現電流跟蹤。GiPI(s)為PI環節傳遞函數;KPWM/(0.5sTs+1)為采用PWM控制的逆變橋傳遞函數，可等效為慣性環節，KPWM為PWM及主電路增益;1/(sTs+1)為采樣延時和PWM控制滯后的小慣性環節。
將采樣延時環節和PWM裝置延時環節合并，由于開關頻率較高，合并后s2的系數遠小于s的系數，可以將該項忽略，簡化為一階慣性環節：1/(1.5sTs+1)。
等效電壓外環控制框圖如圖3所示，Udc為直流母線電壓;GuPI(s)為PI環節的傳遞函數;1/(Cs)為濾波電容的傳遞函數;Gi(s)為電流內環的閉環傳遞函數。
圖3 等效電壓外環控制框圖
根據以上電流環的設計，可得簡化等效閉環傳遞函數為：Gi(s)=1/(1+3sTs);同樣將采樣延時和電流環傳遞函數合并等效為：1/(1+4s Ts)。
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2、雙PI控制的補償和改進
單相光伏并網逆變器的輸出電壓和電流均為工頻正弦變量，其輸出有功功率表現為2倍工頻的正弦變量，這樣實際母線電容就有相同頻率的紋波電壓。因此母線電壓控制環節產生的參考電流幅值就不是一個標準的直流變量，也含有2倍頻交變分量，電流基準給定信號就不是標準的正弦波，因此會導致實際并網電流波形THD升高。
另一方面，市電電網電壓包含大量的低次和高次諧波，實際用電負荷的突變還會導致電網電壓隨機波動。電流環中沒有考慮到電網電壓ug對電流波形的影響。
設igref與ig的誤差信號為ie，則ie=igref-ig，差分方程為：die/dt=digref/dt-dig/dt。若不考慮開關頻率諧波分量的影響，有：
Lfdig/dt=uAB1-ug (1)
式中：Lf為輸出濾波電感；uAB1為橋臂輸出側基波分量。
設ie接近零，可得die/dt=digref/dt-(uAB1-ug)/Lf=0。根據逆變器調制原理可得：
uAB1=Udcum/Utri (2)
式中：um為逆變器正弦調制信號;Utri為三角載波幅值。
整理可得：
um=Lf(Utri/Uref)d[(Uref/Udc)igref]/dt+(Utri/Udc)ug (3)
(Uref/Udc)igref說明母線電壓的紋波影響并網電流，(Utri/Udc)ug說明電網電壓對電流控制也有影響。所以單純采用雙PI控制在實際電路中很難滿足并網逆變器THD<5%的要求。根據式(3)可知，若增加Udc/Uref乘以電網電壓作為前饋補償，就可消除電網電壓對并網電流的影響。
3、電壓外環PR調節
單純采用雙PI控制時，為了保證系統穩定性和動態性能，電壓環環寬一般都設為200～500 Hz，即使加入母線紋波補償，也無法完全抑制100 Hz紋波對并網電流的影響。若采用PR調節器作為電壓外環調節器，則可很好地抑制母線紋波對并網電流的影響，同時可保證系統動態系能，即有：
Gc(s)=Kp+Kr(s2+ω2)/[s2+(ω/Q)s+ω2] (4)
4、單相兩級式光伏并網逆變器控制策略
一般單相兩級式光伏并網逆變器采用前后級分開控制的方法，當系統功率隨著MPPT控制不斷變化時，首先體現為母線電容的電壓變化然后通過后級控制改變并網電流。
下面提出一種新的系統控制策略，其核心思想是根據前級MPPT的功率先預置一個逆變的參考電流幅值，然后經一個比例控制器確定最終的逆變參考電流。這個比例控制器是母線采樣電壓與參考電壓(一般380V)的比值。這樣當前級MPPT調節功率變化時，可直接體現為后級參考電流的變化，并通過母線電壓的比例控制器將母線電壓穩定在參考值附近。
不考慮紋波，若母線電壓均值大于或小于參考值，則會相應調高或降低逆變的參考電流，使母線電容進行相應的充放電，母線電壓保持在參考電壓附近，以保證前后級功率平衡，起到穩壓作用。對于母線紋波，通過母線電壓控制器，不僅穩住母線電壓，而且抑制了母線紋波對并網電流的影響，還使后級實現了單電流環控制，控制更簡單。其控制原理如圖4所示。
圖4 新控制法控制框圖
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5、 Saber仿真驗證
在Saber中搭建如圖1的仿真模型，母線參考電壓380 V，系統工作在額定功率3 kW，前級采用導納增量法實現MPPT并升壓。
Boost輸出電壓(母線電壓)一直穩定在380V附近，采用雙PI控制方法時的波形如圖5a所示。由圖可見，母線電壓存在100 Hz的脈動紋波;單純的雙PI控制逆變并網電流波形存在明顯畸變，THD=4.63%。當系統功率變化時，0.45 s開始功率從3 kW變化到0.5 s時的1.9 kW，母線電壓和并網電流波形如圖5b所示?？梢?，母線電壓穩定在380 V附近，有100Hz的脈動紋波。并網電流不是很理想，當功率從3 kW變化到1.7 kW時，母線電壓有一個先減小然后增加的調節過程。
將電壓外環PI改為按照式(4)取值的PR調節器，電壓和輸出電流波形如圖5c所示，可見，采用PR控制輸出并網電流波形沒有明顯畸變，THD=1.22%。PR控制功率變化時母線電壓和并網電流波形如圖5d所示，可見，電壓外環采用PR調節時，系統的動態調節更快。當功率變化時，雙PI控制大概在10個電網周期才能過渡到一個穩態；而電壓外環PR調節可使母線電壓和并網電流平滑過渡，只需2個周期即可進入下一個穩態。
圖5 仿真波形
由圖4搭建仿真模型，3 kW時母線電壓和并網電流波形如圖5e所示。可見，采用新控制方法可保證母線電容穩壓和很好的并網電流，THD只有0.8%。新控制方法下功率變化時母線電壓和并網電流波形如5f所示，對比可見，在前級功率變化時，新控制方法和雙PI控制系統動態性能更好。新控制方法中，系統功率變化時，電流和母線電壓過渡更加平穩，同時能保證高質量的輸出電流。
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6、實驗驗證
H橋采用光伏專用模塊FZ06BLA045FH-P897E，二極管采用SiC肖特基二極管，其快恢復性能好，可顯著降低開關損耗和電磁干擾。控制采
用DSP2808芯片。采用圖4中的控制方法，非隔離并網，濾波電感3 mH，實驗波形如圖6所示。
圖6 實驗波形
可見，并網電流波形質量隨著功率增加越來越好，測量半載1.5 kW時并網電流THD≈1%。
7、結論
對單相兩級式光伏并網逆變器進行建模，通過理論分析和仿真可知，傳統的母線電壓外環、電流內環控制為兼顧并網電流質量和系統動態性能，必須在后級電流環中加入母線電壓紋波補償和電網電壓抑制補償環節。若在電壓環中采用比例諧振調節器控制，將諧振點設置在100 Hz左右，可以抑制母線紋波電壓對并網電流的影響，同時保證系統動態性能。
提出一種基于功率平衡原理的控制方法，將一個比例控制器作為母線電壓調節器加入后級逆變環路中，使后級可采用簡單的電流環控制，在母線電容穩壓的同時消除了紋波電壓對并網電流的影響。傳統的雙環控制前后級分開獨立，這樣前級功率變化時，首先體現為母線電壓變化，然后并網電流跟隨母線電壓變化，新控制方法中，前級功率變化時直接作用到后級電流控制中，系統動態響應更快。仿真和實驗驗證了該方法的可行性。
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