典型分立式放大器如圖1所示，在高速運(yùn)算放大器前使用匹配JFET器件實(shí)現(xiàn)的差分放大器，提供高輸入阻抗和一定的初始增益。系統(tǒng)噪聲主要由輸入級(jí)產(chǎn)生，因此無(wú)需使用低噪聲運(yùn)算放大器。

 

圖1. 高速、低噪聲儀表放大器

 

不過(guò)，將輸出穩(wěn)定在低增益和高頻率有一定難度。添加RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、CC和RC后，即可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性，但這些元器件的最優(yōu)值隨增益而改變，增加了整體設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。另外，大信號(hào)響應(yīng)對(duì)于某些應(yīng)用而言也過(guò)于緩慢。

 

圖2所示電路在單位增益處可獲得相應(yīng)的噪聲性能，無(wú)需進(jìn)行補(bǔ)償。速度主要由運(yùn)算放大器確定。該電路由三個(gè)主要部分組成：輸出運(yùn)算放大器、FET輸入緩沖器以及對(duì)FET進(jìn)行偏置的電流源。

 

圖2. 單位增益穩(wěn)定版本的放大器

 

輸入級(jí)的單位增益配置對(duì)運(yùn)算放大器的噪聲性能有嚴(yán)格要求。在圖1所示電路中，輸入FET增益有限，從而減少了跟隨級(jí)的噪聲影響。在單位增益配置中，輸入緩沖器和運(yùn)算放大器的總噪聲分離，因此需要使用低噪聲運(yùn)算放大器。

 

輸入級(jí)電流源

 

如果部署不當(dāng)，則用于偏置FET輸入緩沖器的電流源會(huì)對(duì)總系統(tǒng)噪聲產(chǎn)生極大的影響。最大程度降低偏置噪聲影響的一種方法，是在簡(jiǎn)單電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。

 

圖3. 帶衰減的電流鏡

 

流過(guò)晶體管 Q0 的電流鏡像至晶體管 Q1 和 Q2。噪聲源包括1/f以及晶體管的散粒噪聲。增加衰減電阻可降低散粒噪聲（系數(shù)為1 + gmRDEGENgmRDEGEN），但對(duì)1/f噪聲不起作用。該噪聲源以基極和發(fā)射極之間的電流建模，無(wú)法通過(guò)增加RDEGEN而得到改善。若要同時(shí)減少兩種噪聲源，就需要使用不同的電流源架構(gòu)。

 

圖4. 采用分流電阻的電流鏡

 

修改后的電流鏡如圖4所示。該電流源所需的晶體管數(shù)目較少，允許使用雙通道晶體管對(duì)代替四通道封裝，同時(shí)降低尺寸和成本。噪聲性能的提升極為明顯，因?yàn)橥瑫r(shí)消除了散粒噪聲和1/f噪聲。晶體管Q0 電流鏡像至晶體管 Q1。該電流通過(guò)一對(duì)電阻在集電極處分割，因此1/f和散粒噪聲將會(huì)均分。由于噪聲源來(lái)自同一個(gè)晶體管，因此它們是相干的。輸出差分信號(hào)，因此噪聲被消除，如圖5所示。

 

圖5. 顯示噪聲消除的電流源理想示意圖

 

依然可以衰減電流鏡晶體管，以便改善電流匹配和輸出阻抗。電流由RDEGEN上的壓降確定，因此晶體管匹配不如未衰減時(shí)來(lái)得重要。它允許使用幾乎所有的匹配對(duì)，但集電極電容必須較低，以保持穩(wěn)定性。兩種方案的差分輸入電容保持不變，因?yàn)閮蓚€(gè)輸入器件的源間耦合主要由放大器的低差分輸入阻抗決定。

 

出于測(cè)試目的，確定偏置電流的基準(zhǔn)電壓由連接 VCC的電阻設(shè)置。因此，如果VCC 發(fā)生改變，電路將比較容易產(chǎn)生性能問題。在實(shí)際方案中，應(yīng)使用齊納、帶隙或IC基準(zhǔn)電壓源 代替電阻。

 

運(yùn)算放大器

 

運(yùn)算放大器確定整個(gè)放大器的速度、噪聲、輸出性能和失真，因此必須根據(jù)應(yīng)用而選擇。表1顯示合適運(yùn)算放大器的典型值。

 

表1. 相關(guān)運(yùn)算放大器特性

 

ADA4897是大部分高速檢測(cè)應(yīng)用的優(yōu)秀備選器件，這類應(yīng)用要求具備低噪聲性能。對(duì)于高電壓應(yīng)用，ADA4898也能勝任。該器件可采用±18 V電源供電，保持低噪聲的同時(shí)僅消耗8 mA電源電流。兩個(gè)放大器都采用復(fù)合設(shè)計(jì)，壓擺率超過(guò)50 V/μs。

 

輸入FET

 

輸入FET確定放大器的輸入特性。若要達(dá)到最佳性能，則要求FET具有良好的匹配、低噪聲以及低輸入偏置電流等特性。更重要的是，這些JFET可確定輸入失調(diào)電壓，因此它們必須良好匹配。對(duì)于LSK389而言，最大 ΔVGS為20 mV，這與 VOS為 20 mV相當(dāng)。后文將討論降低這一相對(duì)較高失調(diào)電壓的技巧。

 

表2. 相關(guān)JFET特性

 

放大器性能

 

下文示例中的放大器采用nJFETLSK389A、晶體管PMP4201以及運(yùn)算放大器ADA4897實(shí)現(xiàn)。評(píng)估板如圖6所示。

 

圖6. 放大器評(píng)估板，包含數(shù)字電位計(jì)連接

 

該放大器方案最明顯的誤差源是高輸入失調(diào)電壓。此失調(diào)電壓大部分由輸入FET的失配所造成，可高達(dá)10 mV。（LSK389數(shù)據(jù)手冊(cè)聲稱失配可高達(dá)20 mV，但測(cè)試中從未看到如此高的數(shù)字）。增益為100時(shí)，輸出失調(diào)為1 V，此時(shí)放大器基本無(wú)用。在該放大器可用作前置放大器之前，需調(diào)節(jié)高輸入失調(diào)電壓。采用數(shù)字電位計(jì)AD5292可完成這一調(diào)節(jié)。本文介紹基于電位計(jì)位置進(jìn)行失調(diào)調(diào)節(jié)的兩種方法。

 

輸入失調(diào)電壓

 

放大器測(cè)試版本的輸入失調(diào)電壓在1 mV至10 mV范圍內(nèi)變動(dòng)。輸入JFET的失配是造成這一失調(diào)的主要原因。LSK389數(shù)據(jù)手冊(cè)顯示IDSS 的變化量可達(dá)10%之多，從而影響到器件的VGS，并引入失調(diào)電壓。幸運(yùn)的是，失調(diào)源于流過(guò)JFET的偏置電流不相等，因此提供這些電流的電流源可加以調(diào)節(jié)，補(bǔ)償該誤差。獲得零失調(diào)電壓的一種方法如圖7所示。

 

圖7. 使用電位計(jì)消除輸入失調(diào)電壓

 

數(shù)字電位計(jì)（如AD5141或AD5292）可用于調(diào)節(jié)流過(guò)輸入器件的電流。表3顯示這些器件的關(guān)鍵參數(shù)，這些器件包括通過(guò)SPI接口進(jìn)行控制的三端電位計(jì)，可準(zhǔn)確地放置游標(biāo)，用于精確控制電阻。

 

表3. 數(shù)字電位計(jì)規(guī)格

 

不幸的是，這些數(shù)字電位計(jì)的端點(diǎn)處具有高寄生電容（最高達(dá)85 pF），高頻時(shí)會(huì)造成穩(wěn)定性和振鈴問題。圖8顯示帶與不帶該電位計(jì)的放大器步進(jìn)響應(yīng)。

 

圖8. 放大器步進(jìn)響應(yīng) a) 帶電位計(jì) b) 不帶電位計(jì) （用于提供失調(diào)調(diào)節(jié)）

 

85 pF寄生電容連接輸入FET的源端與地，高頻時(shí)產(chǎn)生極大的振鈴與不穩(wěn)定。一種替代的偏置設(shè)置如圖9所示。該設(shè)置可降低輸入失調(diào)電壓，同時(shí)保持高頻下的低噪聲和穩(wěn)定性。

 

圖9. 使用電位計(jì)消除輸入失調(diào)電壓的替代方法

 

在上述兩種偏置方法中，數(shù)字電位計(jì)用于調(diào)節(jié)流過(guò)每個(gè)FET的電流，直到它們的柵極至源極電壓匹配，且輸入失調(diào)電壓達(dá)到最小值。然而，圖9所示的偏置方案可確保電位計(jì)的高寄生電容不會(huì)產(chǎn)生高頻不穩(wěn)定性和振鈴。它將圖3和圖4中兩個(gè)不同的電流鏡配置相結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)。 Q0/Q1 電流鏡將其集電極電流分離，作為流入FET的主要電流，從而使偏置晶體管幾乎不產(chǎn)生噪聲。Q0/Q2/Q3 形成更為傳統(tǒng)，但噪聲更大的電流鏡。這些信號(hào)經(jīng)衰減后僅消耗總FET偏置電流的1%到2%（約30 μA）。它不足以引入大量噪聲，但可提供足夠的調(diào)節(jié)信號(hào)，輕松調(diào)節(jié)10 mV失調(diào)電壓。更重要的是，它可確保電位計(jì)的寄生電容不影響輸出。由于存在RS 分路器，使噪聲保持在較低水平，因此可根據(jù) Q2/Q3的衰減情況可靠調(diào)節(jié)失調(diào)，并且任何電位計(jì)寄生效應(yīng)均不影響輸出。圖10顯示電流鏡調(diào)節(jié)后的步進(jìn)響應(yīng)。

 

圖10. 放大器在電流鏡處調(diào)節(jié)后的步進(jìn)響應(yīng)

 

數(shù)字電位計(jì)提供調(diào)節(jié)失調(diào)電壓的簡(jiǎn)便方法，允許在寬工作溫度和電壓范圍內(nèi)最大程度降低失調(diào)電壓。AD5292集成20次可編程存儲(chǔ)器，允許調(diào)節(jié)失調(diào)電壓后永久儲(chǔ)存游標(biāo)位置。本電路使用AD5292評(píng)估板連接板外失調(diào)調(diào)節(jié)電位計(jì)。對(duì)于更為緊湊的設(shè)計(jì)，可在板上集成數(shù)字電位計(jì)，并通過(guò)其片內(nèi)串行接口引腳進(jìn)行編程。

 

使用這種方法，通過(guò)AD5292 20 kΩ電位計(jì)可成功將LSK389/ ADA4897放大器的輸入失調(diào)電壓降低至數(shù)微伏。

 

失調(diào)漂移

 

放大器未經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)時(shí)，失調(diào)電壓溫度系數(shù)（或輸入失調(diào)電壓隨溫度上升而增加的比例）約為4 μV/°C。加入AD5292可將該數(shù)值提升至大約25 μV/°C。該結(jié)果如圖11所示。

 

圖11. 輸入失調(diào)電壓與溫 度的函數(shù)關(guān)系

 

雖然漂移的變化幅度巨大，但放大器的動(dòng)態(tài)范圍依然有明顯的改進(jìn)。考慮增益為100且溫度為85°C時(shí)，未經(jīng)調(diào)節(jié)放大器的5 mV失調(diào)情況；此時(shí)，輸出失調(diào)為：

 

 

若相同工作條件下的失調(diào)調(diào)節(jié)為5 μV，則輸出失調(diào)為：

 

 

因此，動(dòng)態(tài)范圍改善300 mV以上。它同樣可提供現(xiàn)場(chǎng)校準(zhǔn)和系統(tǒng)級(jí)漂移校準(zhǔn)，并且該調(diào)節(jié)技術(shù)可進(jìn)一步改善精度性能。

 

噪聲

 

圖12. 經(jīng)不同方式調(diào)節(jié)后，折合到輸入的噪聲電壓

 

圖12顯示不同放大器配置下的噪聲密度。該放大器具有2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度，電源電流為8 mA，性能相比現(xiàn)有集成式產(chǎn)品有所改善。10 Hz時(shí)，未經(jīng)調(diào)節(jié)的1/f噪聲為4 nV/√Hz；而1 Hz時(shí)為16 nV/√Hz。請(qǐng)注意，傳統(tǒng)電流鏡（紅色曲線）的1/f和寬帶噪聲都要高出1.5至2倍，而調(diào)節(jié)后的總噪聲幾乎保持不變，如其他三根曲線所示。

 

小信號(hào)傳遞函數(shù)

 

圖13和圖14顯示不同增益與調(diào)節(jié)設(shè)置下的頻率響應(yīng)。請(qǐng)注意，經(jīng)過(guò) RS 調(diào)節(jié)的放大器不穩(wěn)定，且未調(diào)節(jié)情況下的頻率響應(yīng)與電流鏡調(diào)節(jié)后的頻率響應(yīng)相同。

 

圖13. 不同增益下的未調(diào)節(jié)放大器帶寬

 

圖14. 電位計(jì)處于不同位置時(shí)的單位增益帶寬

 

輸入偏置電流

 

使用增益配置和檢測(cè)電阻測(cè)量輸入偏置電流。圖4顯示不同器件、電壓和溫度情況下的典型范圍。

 

圖4. 輸入偏置電流值

 

結(jié)論

 

隨著越來(lái)越多的應(yīng)用要求使用具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調(diào)電壓的專業(yè)運(yùn)算放大器，使用分立式器件針對(duì)特定應(yīng)用設(shè)計(jì)電路也變得越來(lái)越重要。本文敘述僅使用4個(gè)分立式器件，且具有可調(diào)輸入失調(diào)電壓功能的高速、低噪聲放大器。文章討論了每一級(jí)的設(shè)計(jì)考慮因素，并重點(diǎn)介紹了放大器的噪聲性能，以及消除散粒噪聲和1/f噪聲的多種方法。采用運(yùn)算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設(shè)計(jì)并測(cè)試支持單位增益的放大器，該放大器折合到輸入的噪聲為2 nV/√Hz，且電源電流僅為8 mA。10 mV范圍內(nèi)的高輸入失調(diào)電壓通過(guò)AD5292數(shù)字電位計(jì)進(jìn)行數(shù)字調(diào)節(jié)。本文還討論了替代器件，以便適用于不同的應(yīng)用與環(huán)境。

 

 

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