為了讓運放能夠正常工作,電路中常在輸入與輸出之間加一相位補償電容。

 

理論計算有是有的，但是到了設計成熟階段好象大部分人都是憑借以前的調試經驗了，一般對于電容大小的取值要考慮到系統的頻響(簡單點說加的電容越大，帶寬越窄)，然后就是振蕩問題;如果你非要計算，可以看看運放的輸入端的分布電容是多大，舉個例子，負反饋放大電路就是要保證反饋電阻的阻值和分布電容的乘積=輸入端的那個電阻阻值和你要加的電容的乘積。

 

1）改變反饋網絡相移，補償運放相位滯后 

2）補償運放輸入端電容的影響(其實最終還是補償相位)

 

因為我們所用的運放都不是理想的。 

一般實際使用的運算放大器對一定頻率的信號都有相應的相移作用，這樣的信號反饋到輸入端將使放大電路工作不穩定甚至發生振蕩，為此必須加相應的電容予以一定的相位補償。在運放內部一般內置有補償電容，當然如果需要的話也可在電路中外加，至于其值取決于信號頻率和電路特性。

 

 

一般線性工作的放大器(即引入負反饋的放大電路)的輸入寄生電容Cs會影響電路的穩定性，其補償措施見圖。放大器的輸入端一般存在約幾皮法的寄生電容Cs，這個電容包括運放的輸入電容和布線分布電容，它與反饋電阻Rf組成一個滯后網絡，引起輸出電壓相位滯后，當輸入信號的頻率很高時，Cs的旁路作用使放大器的高頻響應變差，其頻帶的上限頻率約為：

 

ωh=1/(2πRfCs)

 

若Rf的阻值較大，放大器的上限頻率就將嚴重下降，同時Cs、Rf引入的附加滯后相位可能引起寄生振蕩，因而會引起嚴重的穩定性問題。對此，一個簡單的解決方法是減小Rf的阻值，使ωh高出實際應用的頻率范圍，但這種方法將使運算放大器的電壓放大倍數下降(因Av=-Rf/Rin)。為了保持放大電路的電壓放大倍數較高，更通用的方法是在Rf上并接一個補償電容Cf，使Rin Cf網絡與Rf Cs網絡構成相位補償。Rin Cf將引起輸出電壓相位超前，由于不能準確知道Cs的值，所以相位超前量與滯后量不可能得到完全補償，一般是采用可變電容Cf，用實驗和調整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值絲邊3～10pF。對于電壓跟隨器而言，其Cf值可以稍大一些。

 

對于許多集成運算放大電路，若輸出負載電容CL的值比100pF大很多，由于輸出電容(包括寄生電容)與輸出電阻將造成附加相移，這個附加相移的累加就可能產生寄生振蕩，使放大器工作嚴重不穩定。解決這一問題的方法是在運放的輸出端串聯一個電阻Ro，使負載電容CL與放大電路相隔離，如圖所示，在Ro的后面接反饋電阻Rf，這樣可以補償直流衰減，加反饋電容Cf會降低高頻閉環電壓放大倍數，Cf的選取方法是：使放大電路在單位增益頻率fT時的容抗Xcf≤Rf/10，又Xf=l/(2πfTCf)，一般情況下，Ro=50～200Ω，Cf約為3～10pF。

 

除了上述不穩定因素之外，還存在其他一些不穩定因素，有些是來自集成芯片自身。有些是源于系統電路(例如電源的內阻抗的耦合問題)。有時使用很多方法都難以解決不穩定問題，但采用適當的補償方法后可使問題迎刃而解。例如。當放大器不需要太寬的頻帶和最佳轉換速率時，對集成運放采用過補償的方法會取得很好的效果，如將補償電容增加9倍或為實現穩定性所需要的倍數，對μA301型運放而言，其效果一般都較好。


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