- 直流永磁無刷電動機的轉(zhuǎn)矩特性
- 電機運行中產(chǎn)生脈動轉(zhuǎn)矩的原因
- 針對換相電流引起轉(zhuǎn)矩脈動進行優(yōu)化設(shè)計
- 電磁和齒槽引起的轉(zhuǎn)矩脈動以優(yōu)化電機的設(shè)計來解決
- 通過電流補償法來減小電機在換相過程中電流引起的轉(zhuǎn)矩脈動
直流永磁無刷電動機由于其結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高、低速大扭矩等特點而得到了越來越廣泛的應(yīng)用，尤其是近年來在電動自行車中得到了廣泛應(yīng)用。由于電動自行車是人們的日常代步工具，因此人們對整車的啟動平穩(wěn)性，噪音等指標(biāo)提出了較高的要求。現(xiàn)有電動車電機大部分采用直流永磁無刷電機，電機的鐵芯為直槽結(jié)構(gòu)，繞組為三相星形連接，逆變器一般工作在兩兩導(dǎo)通狀態(tài)。由于直槽電機在工作時扭矩波動較大,因此我們必須優(yōu)化電機的結(jié)構(gòu)并配合經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計的控制器才能獲得比較滿意的效果。本文就如何設(shè)計直流永磁無刷電機超靜音控制器作一些探討。
2. 直流永磁無刷電動機的轉(zhuǎn)矩脈動分析
永磁無刷電動機由于電磁因素、齒槽的影響、電流換向、電樞反應(yīng)等會產(chǎn)生較強的脈動轉(zhuǎn)矩。在設(shè)計電機和相應(yīng)的控制系統(tǒng)時應(yīng)認真考慮，采取措施，避免轉(zhuǎn)矩脈動過大。
2.1電磁因素引起的轉(zhuǎn)矩脈動
電磁轉(zhuǎn)矩脈動是由于定子電流和轉(zhuǎn)子磁場相互作用而產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動，它與電流波形、反電動勢波形、氣隙磁通密度的分布有直接關(guān)系。理想情況下，定子電流為方波，反電動勢波形為梯形波，平頂寬度為120°電角度，電磁轉(zhuǎn)矩為恒值。而實際電機中，由于設(shè)計和制造方面的原因，可能使反電動勢波形不是梯形波，或波頂寬度不為120°電角度，這樣就會造成電機的扭矩脈動。
2.2齒槽引起的轉(zhuǎn)矩脈動
由于定子鐵心槽齒的存在，使得永磁體與對應(yīng)的電樞表面的氣隙磁導(dǎo)不均勻，當(dāng)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)時，使得在一個磁狀態(tài)內(nèi)，磁路磁阻發(fā)生變化，從而引起轉(zhuǎn)矩脈動。齒槽引起的轉(zhuǎn)矩脈動是轉(zhuǎn)子磁場相互作用產(chǎn)生的，與定子電流無關(guān)。因此抑制由齒槽引起的轉(zhuǎn)矩脈動的主要集中于優(yōu)化電機設(shè)計上，如斜槽法。
2.3電流換向引起的轉(zhuǎn)矩脈動
圖1為電動車電機控制系統(tǒng)的框圖，控制器工作在兩兩導(dǎo)通的狀態(tài)。每隔60°電角度MOSFET換一次相。假如當(dāng)前為Q1和Q5導(dǎo)通，則經(jīng)過60°電角度，Q1和Q6導(dǎo)通。在Q1，Q5導(dǎo)通期間，電流流經(jīng)AB線圈，換相后電流流經(jīng)AC線圈。由于電機的線圈為電感，在切換過程中，B相的電流會以指數(shù)下降，C相的電流會以指數(shù)上升。當(dāng)Q5關(guān)斷后，AB相線圈的電流經(jīng)過Q1→AB相線圈→Q2的體二極管續(xù)流，AB相線圈電流很快衰減為零，但是AC相的電流就需要相對較長的時間才能上升到換相前的大小。因此電機的電流出現(xiàn)較大的脈動。如圖2a中的CH3所示。其中的電流脈動已達到12A。換相期間的電磁轉(zhuǎn)矩為：
由于換相時間很短，可近似認為ebaeca ， 在換相區(qū)域內(nèi)不變化，因此扭矩與電流成正比關(guān)系，電流的波動直接導(dǎo)致了電機轉(zhuǎn)矩的波動。在低速大負載運行的情況下，電機的轉(zhuǎn)矩脈動尤為明顯。
在直流無刷永磁電機的轉(zhuǎn)矩脈動原因中，前兩種主要靠優(yōu)化電機的設(shè)計來達到目的，對于第3種轉(zhuǎn)矩脈動，我們可以通過電流補償法來減小電機在換相過程中的轉(zhuǎn)矩脈動。本文將重點介紹這種方法。
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3．電流補償法減小電機的轉(zhuǎn)矩脈動
由于在低速大負載運行時，電機的旋轉(zhuǎn)反電勢很小，為了使電機的相電流不超過允許的最大值，PWM占空比通常比較小，這使得換相后新的相繞組電流上升緩慢。圖3中是電機換相時的電流仿真波形。電機兩相之間的電感為Lm=0.4mH,內(nèi)阻Rm=0.28歐姆（實際電機的參數(shù)）。采用AOS（萬代半導(dǎo)體）生產(chǎn)的AOT460 MOSFET進行仿真。MOSFET的PSPICE模型采用level3等級。由圖3中可以看出，如果PWM占空比為30%，則電流由零上升到30A需要約1.3ms。這與圖2a中實測的波形相仿。為了使換相后電流迅速上升，我們可以使換相后PWM占空比為100%來對電流進行補償，直到電流上升到換相前的電流值，這樣可以使換相電流的波動盡可能的小，時間盡可能地短。由仿真波形中I2可以看出，電流上升到30A的時間小于300us。
4．控制系統(tǒng)的設(shè)計
如何精準控制換相后的補償電流，即如何精確控制PWM100%占空比的時間是超靜音控制器設(shè)計的關(guān)鍵！這就要求控制系統(tǒng)的MCU具有以下的特點：
1) 有很快的A/D轉(zhuǎn)換速度，能夠在換相后連續(xù)快速采樣；
2) 能夠在PWM的開通期間特定時刻觸發(fā)A/D采樣；因為在PWM逆變器帶感性負載的控制系統(tǒng)中，由于系統(tǒng)的一些寄生參數(shù)導(dǎo)致PWM在開通和關(guān)斷期間電機的相線上出現(xiàn)振鈴（如圖4所示），這些振鈴會耦合到A/D采樣的回路中，因此我們應(yīng)避開在PWM開關(guān)過程中進行A/D采樣。如果我們在PWM開通期間的中點觸發(fā)電流采樣，我們將會得到電流的平均值，這將有利于我們對電流補償?shù)目刂啤?
事實上，找到這樣的MCU并不難，譬如英飛凌的馬達專用控制芯片XC866，CYPRESS的片上可編程控制芯片CY8C24533等。XC866的A/D轉(zhuǎn)換速度可以達到2us以內(nèi)，加上程序的執(zhí)行時間，一次A/D轉(zhuǎn)換需要的總時間在8us以內(nèi)，以這樣的時間間隔來判斷電流補償是否完成已經(jīng)足夠。CY8C24533是CYPRESS專為電機控制開發(fā)的帶高速A/D的芯片，其SAR8轉(zhuǎn)換速度可以達到3us以內(nèi)，加上其自動對齊觸發(fā)A/D模式，可以在PWM的任意時刻觸發(fā)電流A/D采樣，我們也很容易實現(xiàn)對電流的精準控制。
圖2b是采用XC866控制芯片的系統(tǒng)在經(jīng)過上述方法優(yōu)化后測得的換相電流波形，由圖2b可以看出，換相時的電流脈動基本消除，電機的相電流基本接近方波。用了這套控制系統(tǒng)的電動車，起步加速以及運行時的電機震動已基本消除，實現(xiàn)了超靜音控制器的設(shè)計。
5. 結(jié)語
通過選用合適的MCU實現(xiàn)高速可觸發(fā)A/D采樣，對永磁無刷電機換相時的電流進行精準補償，可以達到消除換相電流脈動，減輕電機振動的效果。
