自激推挽式直流變換器的基本原理

自激推挽式直流變換器的基本電路如圖1所示。參照圖1，當(dāng)接通輸入直流電源Ui后，就會在分壓電阻R2上產(chǎn)生一個電壓，該電壓通過功率開關(guān)變壓器的Nb1和Nb2兩個繞組分別加到兩個功率開關(guān)V1和V1的基極上。由于電路的不完全對稱性使其中的一個功率開關(guān)首先導(dǎo)通。假設(shè)是功率開關(guān)Np1首先導(dǎo)通，那么功率開關(guān)Nb2集電極的電流流過功率開關(guān)變壓器初級繞組的二分之一V2，使功率開關(guān)變壓器的磁芯磁化，同時使其他的繞組產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。在基極繞組Nb2上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢使功率開關(guān)V2的基極處于負(fù)電位的反向偏置而維持截至狀態(tài)。在另一個基極繞組Nb1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢則使功率開關(guān)V1的集電極電流進(jìn)一步增加，這是正反饋的過程。其最后的結(jié)果使功率開關(guān)V1很快就達(dá)到飽和導(dǎo)通狀態(tài)，此時幾乎全部的電源電壓Ui都加到了功率開關(guān)變壓器初級繞組的二分之一Np1上。繞組Np1中的電流以及由此引起的磁通也會線性的增加。當(dāng)功率開關(guān)變壓器磁芯的磁通量接近或達(dá)到磁飽和值+φS時，集電極的電流就會急劇地增加，形成一個尖峰，而磁通量的變化率接近于零，因此功率開關(guān)變壓器的所有繞組上的感應(yīng)電動勢也接近于零。由于繞組Nb1兩端的感應(yīng)電動勢接近于零，于是功率開關(guān)V1的基極電流減小，集電極電流開始下降，從而使所有繞組上的感應(yīng)電動勢反向。緊接著磁芯的磁通脫離飽和狀態(tài)，促使功率開關(guān)V1很快進(jìn)入截至狀態(tài)，功率開關(guān)V2很快進(jìn)入飽和導(dǎo)通狀態(tài)。這時幾乎全部的輸入直流電壓Ui又被加到功率開關(guān)變壓器的另一半繞組Np2上，使功率開關(guān)變壓器磁芯的磁通直線下降，很快就達(dá)到了反向的磁飽和值-φS。上述過程周而復(fù)始，就會在兩個功率開關(guān)V1和V2的集電極形成方波電壓。

圖1：自激推挽式直流變換器的基本電路

實際工作電路的設(shè)計及主要元器件的選擇

實際設(shè)計的電源電路如圖2所示，電阻R1、Rb1、Rb2，穩(wěn)壓二極管Dz，開關(guān)管V1、V2和變壓器的輔助繞組Nb1、Nb2構(gòu)成了啟動電路；整流二極管VD1、VD2、VD3、VD4和電容C1、C2構(gòu)成了整流濾波電路；RL1、RL2為負(fù)載。各參數(shù)的選擇介紹如下：

圖2：二次電源實際的工作電路圖

輸入電感L的選擇

在Royer變壓器的初級繞組中間抽頭上串聯(lián)一個電感就構(gòu)成了電流反饋型電路。串聯(lián)電感后當(dāng)鐵心飽和時，開關(guān)管上出現(xiàn)一個幅值很大的電流尖峰，電流變化率di/dt很大，但由于電感電流不能突變，變壓器中心抽頭處的電壓將下降到地電位，因此可以消除開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時出現(xiàn)的電流尖峰。實驗中從場效應(yīng)管D端觀察到的波形如圖3所示。

圖3：未加電感時開關(guān)管D端波形與加電感后時開關(guān)管D端波形

通過實驗可以看到：串入電感時晶體管的電流尖峰問題得到了很好地解決，降低開關(guān)管的損耗，效率得到了極大地提高，在沒有電感時效率大約僅有50％，而輸入端串入470uH電感后效率可以達(dá)到80％以上。

MOSFET代替晶體管避免磁通不平衡的影響

磁通不平衡是自激推挽式電路存在的一大缺點(diǎn)，主要是因為一個開關(guān)管導(dǎo)通的伏秒數(shù)略大于另一個，是磁芯略偏離平衡點(diǎn)而趨向飽和。飽和區(qū)的磁芯不能承受典雅，當(dāng)相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電壓和電流，導(dǎo)致開關(guān)管損壞。在推挽拓?fù)渲惺褂肕OSFET管，可以大大減少變壓器的磁通不平衡問題。首先，MOSFET管沒有存儲時間，在交替的半周期內(nèi)，對于相等的柵極導(dǎo)通次數(shù)，漏極電壓導(dǎo)通次數(shù)總是相等。因此在交替的半周期中施加到變壓器上的伏秒數(shù)相等。第二，對于MOSFET管，Rds(on)的正溫度系數(shù)形成的負(fù)反饋?zhàn)柚沽舜磐ú黄胶鈫栴}的產(chǎn)生。如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就會沿著磁化曲線向上移動，從而產(chǎn)生了磁化電流。因此半周期內(nèi)的總電流比另一個半周期內(nèi)的總電流要大。但MOSFET管在更大的尖峰電流作用下，發(fā)熱會增加，它的Rds(on)增大，導(dǎo)通壓降也隨之增大。如果一個初級半繞組承受較大的電流，則其開關(guān)管管溫就會高一些，導(dǎo)通壓降增加，使繞組上的電壓下降，降低這一邊的伏秒數(shù)，磁芯又向磁化曲線的中心復(fù)位，恢復(fù)平衡。若在功率低于100W，且磁芯加氣隙的情況下使用MOSFET功率開關(guān)管，則一定不會出現(xiàn)磁通不平衡現(xiàn)象。為了增加電路的對稱性，設(shè)計時最好選擇雙MOSFET的芯片。

變壓器的設(shè)計

變壓器的設(shè)計是開關(guān)電源設(shè)計的重點(diǎn)和難點(diǎn)。為滿足開關(guān)電源提高效率、減小尺寸和重量的要求，需要一種高磁通密度、高頻低損耗的變壓器磁芯。本設(shè)計中選用TDK公司PC44材料的磁芯。按照輸出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高頻變壓器的余量6％，則輸出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根據(jù)繞線的要求，選擇了EPC13的磁芯，該磁芯的有效截面積Ae=12.5mm2。

變壓器線圈匝數(shù)的計算

初級繞組匝數(shù)可以由下式?jīng)Q定(假設(shè)Np1=Np2=Np)：

式中，U為施加在繞阻上的電壓幅值U=15(V)，Np為繞組匝數(shù)；Ae為磁芯面積0.125(cm2)；考慮到磁通飽和因素的影響，工作磁通密度B只取飽和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs；f工作頻率可由MOSFET的開啟時間和關(guān)斷時間求出，本文設(shè)計的開關(guān)電源的頻率為95kHz，根據(jù)以上參數(shù)可以計算出原線圈匝數(shù)：

Np1=Np2=16(匝)

輔助繞組Nb1、Nb2的計算：

計算功率開關(guān)變壓器兩個輔助繞組匝數(shù)時，應(yīng)該考慮在輸入電壓最低時，輸出應(yīng)大于MOSFET的開啟電壓；同時還要能夠保證在輸入直流電源電壓最高時，MOSFET的漏極峰值電流和電壓不能超過它的最大額定輸出電流和所能承受的最高漏一源擊穿電壓。為了減小兩個MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影響，必須分別再串聯(lián)一個補(bǔ)償電阻Rb1和Rb2。為保證電路的對稱性Nb1=Nb2，這樣一來，功率開關(guān)變壓器基極繞組的匝數(shù)Nb1和Nb2可表示為：

式中Ub1為柵極繞組上的感應(yīng)電動勢，約等于啟動點(diǎn)的電壓，Dz取3V的穩(wěn)壓二極管，可以計算出：

Nb1=Nb2≈5(匝)

次級匝數(shù)Ns1和Ns2可由下式確定：

Vo為輸出電壓，Vmin為最小輸入電壓取14V，VD為整流二極管的導(dǎo)通壓降，取VD=1V，代入上式可得輸出為±10V時：

Ns1=Ns2≈13 (匝)

經(jīng)公式計算出的變壓器匝數(shù)只能作為參考值，必須經(jīng)過反復(fù)實踐變壓器匝數(shù)才能確定，經(jīng)過反復(fù)實驗，本設(shè)計的電源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)時，電源效率較高，因此變壓器繞制時原線圈40匝中心抽頭，輔助繞組14匝中心抽頭，次級線圈32匝中心抽頭。

輸出整流濾波電路

本設(shè)計選用了全波整流電路，全波整流變壓器輸出功率的利用率為100％，輸出直流電壓中的紋波較低。選擇輸出整流二極管時不僅要考慮耐壓值要合適，還要滿足開關(guān)特性好、反向恢復(fù)時間短的快恢復(fù)二極管；電容的選取不僅參考其電容值，還要考慮其耐壓值要高。

電源工作狀態(tài)測試結(jié)果及結(jié)論

對所研制的電源進(jìn)行了測試，兩開關(guān)管G和D端的波形分別如圖4所示。

圖4：開關(guān)管D端的波形與開關(guān)管G端的波形

自激推挽式二次電源完全靠Royer電路工作，自振蕩頻率會自動調(diào)節(jié)到最佳效率，可以避免磁芯的深度飽和，減少EMI輻射，電源效率可達(dá)到80％以上。而且通過合理選擇功率開關(guān)和整流二極管，電路總的輸出阻抗就可以足夠小，在輸入電壓穩(wěn)定的條件下，輸出就足夠穩(wěn)定，而沒有必要再進(jìn)一步穩(wěn)壓。因此電路結(jié)構(gòu)簡單，電子元器件較少，是電源電路小型化的首選方案。

該電源已獲得了應(yīng)用，在實際工作中，性能穩(wěn)定，可靠性高，抗干擾能力強(qiáng)。