【導讀】傳統(tǒng)的AC-PDP電源一般采用兩級方案，即PFC級＋DC/DC變換的電路拓撲結構。它們分別有各自的開關器件和控制電路。盡管其能夠獲得很好的性能，但其體積過大，成本太高，電路比較復雜。因此，對其進行小型化改造也成了AC-PDP技術研究的一個方向。
由于AC-PDP驅動控制電路的復雜性，導致了其開關電源的復雜性。分析可知，不管從傳輸能量角度還是從所占體積的角度，PFC模塊和掃描驅動電極DC/DC變換模塊都占有相當大的比例。因此，對這兩部分的改造就成為AC-PDP開關電源小型化改造的一個切入點。本文根據(jù)單級功率因數(shù)校正的工作原理，提出了一種AC-PDP電極驅動電源模塊改進方案。
單級PFC維持電極電源模塊的拓撲結構及工作原理
本文采用的單級功率因數(shù)校正變換器電路拓撲結構如圖1所示。單相交流電經(jīng)全波整流后，通過串聯(lián)兩個感性ICS（Input-current shaping）接到雙管反激的DC/DC變換單元。
圖1：主電路拓撲結構
圖中的兩個ICS單元完全相同，即LB1=LB2，LD1=LD2，N1p=N1n。采用這種雙ICS的單元結構是為了減小儲能電容器上的電壓以及流過開關管的電流。
下面通過開關管的動作過程分析整個電路的工作原理以及工作過程。
1）S1和S2導通期間
其簡化電路如圖2（a）所示。開關管導通，儲能電容經(jīng)圖2（a）中右邊回路釋放電能，反激變換器TR開始儲能，iDC由零開始上升。線圈N1p及N1n分別感應產(chǎn)生左負右正和左正右負的電壓，D1n和D1p開始導通，D2n和D2p截止。Vin經(jīng)圖2（a）中左邊的回路給儲能電容CB1及CB2充電，iin開始上升，電感LB1，LB2，LD1，LD2充電。
(a)開關管導通時的電路圖
(b)開關管截止時的電路圖
圖2：開關管通斷時的簡化電路
因為VLB1=VLB2，VLD1=VLD2，為了分析方便，令
VLB=VLB1＋VLB2=2VLB1VLD=VLD1＋VLD2=2VLD1
在右邊的回路中，根據(jù)基爾霍夫定律有
式中：Vin為全波整流后的輸出電壓，即Vin=Vs|sinωt|；
VB=VB1＋VB2；
N1為繞組N1n及N1p的匝數(shù)；
Np為反激變換器原邊主繞組的匝數(shù)。
又因為
2）S1和S2截止期間
簡化電路圖如圖2（b）所示。此時iDC等于零，反激變換器給負載供電。線圈N1P及N1n分別感應產(chǎn)生左正右負和左負右正的電壓，D1n及D1p反向截止，D2n及D2p續(xù)流導通。根據(jù)基爾霍夫定律有
從上面的分析可知，當gongshi4時，D1n，D1p，D2n，D2p全部截止，電流iin為零，電感LB1及LB2中沒有電流流過，即回路電流iin存在一個死區(qū)θ（dead angle），是不連續(xù)的。也就是說，在半個工頻周期內，只有一部分時間電感LB的電流連續(xù)工作，iLB在半個工頻周期內的波形如圖3所示。
由圖3可以看出，當輸入電壓為交流正弦波時，其輸入電流為一含有高頻紋波的近似正弦波。兩者相位基本相同，提高了輸入端的功率因數(shù)。
圖3：輸入電壓電流波形圖
試驗結果
根據(jù)4電極42英寸（107cm）彩色PDP驅動電路的要求，設計驅動電源模塊的參數(shù)為：
輸入電壓 AC170～250V；
輸出電壓 DC200～240V；
輸出電流 1A。
實驗電路采用UC3845作為開關管的控制芯片，開關的工作頻率為80kHz。DC/DC變換部分采用雙管反激電路。
實驗測得，當輸入電壓為AC220V，50Hz，輸出功率為240W（240V/1A）時，系統(tǒng)的功率因數(shù)為0.786。轉換效率為72.5％。此時得到輸入端的電壓電流波形如圖4所示。
圖4：輸入電壓及電流波形
通過比較可知，在輸出功率相同的情況下，單級功率因數(shù)校正電路在功率因數(shù)校正能力和電源的轉換效率等方面，相對于兩級功率因數(shù)校正電路而言，相對要差一些。但隨著研究的深入，新的單級PFC拓撲結構和控制方案將不斷地被提出，單級PFC電路的性能也將逐步地得以完善。而單級功率因數(shù)校正電路體積小、電路簡單的特點使其成為AC-PDP開關電源小型化改造的一個首選方案。
