【導讀】相移全橋（PSFB）轉換器因其能在初級側開關管上實現軟開關（降低開關損耗），成為高功率應用（如服務器電源、工業(yè)電源、通信電源）的主流拓撲。然而，傳統(tǒng)的PSFB存在一個顯著痛點：變壓器漏感（Lr）與輸出整流器（特別是同步整流管MOSFET）的寄生電容（Coss）諧振，會導致次級側產生嚴重的電壓振鈴和尖峰。此尖峰電壓理論上可達 2 × VIN × (NS/NP)，迫使設計者選用更高耐壓的整流器件，而高耐壓器件通常伴隨更高的導通電阻（RDS(on)）和輸出電容（Coss），直接制約了轉換器效率的進一步提升。傳統(tǒng)解決方案是在整流器兩端并聯(lián)電阻-電容-二極管（RCD）無源鉗位電路，但這會將諧振能量以熱的形式耗散掉，犧牲了效率。
引言
相移全橋（PSFB）轉換器因其能在初級側開關管上實現軟開關（降低開關損耗），成為高功率應用（如服務器電源、工業(yè)電源、通信電源）的主流拓撲。然而，傳統(tǒng)的PSFB存在一個顯著痛點：變壓器漏感（Lr）與輸出整流器（特別是同步整流管MOSFET）的寄生電容（Coss）諧振，會導致次級側產生嚴重的電壓振鈴和尖峰。此尖峰電壓理論上可達 2 × VIN × (NS/NP)，迫使設計者選用更高耐壓的整流器件，而高耐壓器件通常伴隨更高的導通電阻（RDS(on)）和輸出電容（Coss），直接制約了轉換器效率的進一步提升。傳統(tǒng)解決方案是在整流器兩端并聯(lián)電阻-電容-二極管（RCD）無源鉗位電路，但這會將諧振能量以熱的形式耗散掉，犧牲了效率。
圖 1. 具有無源鉗位和主要波形的 PSFB 功率級
有源鉗位：高效率的解決之道
為了克服無源鉗位的效率瓶頸，有源鉗位（Active Clamp）技術被引入PSFB轉換器。其核心思想是將原本耗散在電阻上的能量進行無損循環(huán)利用，同時有效抑制整流器電壓應力。
工作原理
如圖2所示，有源鉗位支路由一個鉗位電容（CCL）和一個鉗位開關管（QCL， 通常為MOSFET）串聯(lián)組成，放置在輸出濾波電感（Lo）之前、變壓器次級繞組之后。
1. 鉗位動作： 當次級繞組電壓（VSEC）由于諧振試圖超過目標鉗位電壓（-VCL）時，QCL的體二極管（或在其導通時）會導通，將VSEC和整流器（SR1， SR2）兩端的電壓鉗位在-VCL附近。通過合理設計（CCL足夠大，其電壓紋波?。?，VCL可穩(wěn)定在VIN × (NS/NP)左右。這意味著整流器承受的最大電壓應力從2 × VIN × (NS/NP)顯著降低到VIN × (NS/NP)，允許選用更低耐壓、更低RDS(on)和更低Coss的MOSFET作為同步整流管（SR），這是提升效率的關鍵一步。
圖 2. 具有有源鉗位和主要波形的 PSFB 功率級
2. 能量循環(huán)： 與RCD不同，有源鉗位電路本身不消耗能量。在諧振過程中，能量在漏感Lr、SR的Coss和鉗位電容CCL之間交換。當QCL在其體二極管導通后適時開通（實現QCL的零電壓開關 - ZVS），能量得以在諧振回路中循環(huán)，而非被電阻耗散。
3. 工作波形： 在占空比丟失（Dead Time）期間，VSEC=0，SR進行換流。此時，輸出電感電流（iLo）主要通過導通的SR續(xù)流。有源鉗位支路電流（iCL）在此階段開始流動并達到峰值（iCL,peak），其值受SR的Coss和漏感Lr影響顯著（公式參考原文公式5-7）。隨后，當初級側能量再次傳輸到次級時，CCL中儲存的部分能量也會參與為輸出電感Lo充電。
設計關鍵考量與挑戰(zhàn)
實現高效可靠的有源鉗位PSFB，需關注以下核心點：
1. CCL容值選擇： 為確保低電壓紋波和有效鉗位，需選擇足夠大的CCL。設計準則通常要求由Lr和CCL構成的LC諧振周期遠大于開關周期（TS），即滿足 2π√(Lr × CCL) >> TS （參考原文公式1）。這保證了在開關周期內，VCL基本保持恒定。該周期遠長于由方程式 1 表示的開關周期 (TS)：
方程式1
2. QCL驅動時序：
● 開通時機： 必須在占空比丟失階段結束 之后 開通QCL，以防止CCL能量倒灌回初級側。同時，為了最大化利用體二極管導通實現ZVS，應在體二極管導通期間（或剛導通后）開通QCL。
● 導通時間： 較長的QCL導通時間能更好地維持VCL穩(wěn)定，進一步降低SR應力，但會增加QCL的導通損耗（RMS電流增大）。需要在電壓應力和效率之間做優(yōu)化折衷。
圖 3. 有源鉗位電流傳導周期的主要波形
3. SR MOSFET選擇： 低Coss的SR MOSFET至關重要！ 較低的Coss不僅直接降低了整流器本身的開關損耗和電壓應力尖峰（在無鉗位或鉗位未完全生效的瞬間），更重要的是它能顯著減小有源鉗位支路的峰值電流（iCL,peak）和有效值（RMS）電流（參考原文公式5-7），從而降低QCL的導通損耗和CCL的損耗，整體提升效率。選用低RDS(on)的器件則進一步降低導通損耗。
假設 VCL 為常量且 Lm= ∞，則方程式 2 將占空比損耗周期（VSEC=0 且 iSR1 和 iSR2 正在換流的周期）期間的整流器電流變化率表示為：
方程式 2
其中 VLr 是 Lr 兩端的電壓。
方程式 3 計算輸出電感器電流的變化率:
方程式 3
利用方程式 2 和方程式 3 以及基爾霍夫電流定律，方程式 4 計算有源鉗位電流的變化率:
方程式 4
由于 VCL≈VIN×NS/NP，因此您只需將總有源鉗位支路傳導時間作為方程式 4 中的 Δt，即可求解 ΔiCL。但是， 您仍需要知道 iCL 的峰值，才能計算 iCL 均方根 (RMS) 值。如圖 3 所示，如果在時間 t2 時 iSEC = iLo (在將 Coss 充電至 VCL 后)，而在時間 t3 時 iSEC = iSR (開始對 CCL 充電)，則方程式 5 可推導出 iCL,peak 值為:
方程式 4
由于 VCL≈VIN×NS/NP，因此您只需將總有源鉗位支路傳導時間作為方程式 4 中的 Δt，即可求解 ΔiCL。但是， 您仍需要知道 iCL 的峰值，才能計算 iCL 均方根 (RMS) 值。如圖 3 所示，如果在時間 t2 時 iSEC = iLo (在將 Coss 充電至 VCL 后)，而在時間 t3 時 iSEC = iSR (開始對 CCL 充電)，則方程式 5 可推導出 iCL,peak 值為:
方程式 5
通過方程式 6 將 t2處的 iSR2 值推導為:
方程式 6
假設 iSR2 電流從 t0 到 t2 的遞減速率相同，則方程式 7 推導出 t2-t1 的持續(xù)時間為：
方程式 7
4. 控制策略的挑戰(zhàn)（峰值電流模式）： 引入有源鉗位后，變壓器次級電流（iSEC）在有效占空比（Deff）期間不再是單調上升的（因為CCL也參與供能）。這使得傳統(tǒng)的、依賴初級或變壓器繞組（初級側）峰值電流檢測的峰值電流模式控制變得復雜，因為檢測到的電流峰值不能直接、線性地反映實際傳輸的能量或所需的占空比。
● 解決方案： 為了維持可控性，需確保在整個工作范圍內（特別是輕載時），有效占空比時間（Deff * TS）大于完成電流-秒平衡（Current-Second Balance）所需的時間（DCSB * TS）。一種有效的實踐是采用基于負載電流的降頻（Frequency Foldback）控制。在輕載或空載時降低開關頻率，使得即使在較小的Deff下，也能滿足 Deff * TS > DCSB * TS 的條件，保證峰值電流檢測的有效性和系統(tǒng)的穩(wěn)定性。同時，固定或優(yōu)化控制QCL的開通時間。
應用實例與性能驗證
有源鉗位技術具有拓撲普適性，不僅適用于全橋整流，同樣適用于中心抽頭（Center-Tapped）或倍流（Current Doubler）整流結構。
● 案例： 在德州儀器（TI）發(fā)布的3kW相移全橋參考設計（功率密度 > 270W/in3）中，成功應用了中心抽頭整流器搭配雙有源鉗位支路（結構參考原文圖4）。
● 實測結果（參考原文圖5）： 在輸入電壓400V，輸出12V/250A（即3kW）的滿載條件下：
● 同步整流管（SR）上的電壓應力被有效鉗制在40V以下（遠低于理論最大值）。
● 有源鉗位電路本身引入的額外損耗極低（可忽略不計），主要損耗來自QCL和SR的導通損耗。
● 該設計實現了極高的轉換效率，充分體現了有源鉗位在降低應力、減少損耗方面的巨大優(yōu)勢。
圖 4. 中心抽頭整流器上帶有有源緩沖器的 PSFB 轉換器
圖 5. 具有中心抽頭整流器和有源緩沖器的PSFB 轉換器在12V/3kW 輸出下的穩(wěn)態(tài)波形
總結
在PSFB轉換器中采用有源鉗位技術是提升效率和功率密度的有效途徑。它通過無損能量循環(huán)，將輸出整流器的電壓應力有效鉗位至約VIN × (NS/NP)，使得采用低耐壓、低損耗的同步整流MOSFET成為可能，顯著降低了導通損耗和潛在的開關損耗。雖然其對次級電流波形的影響給峰值電流模式控制帶來挑戰(zhàn)，但通過合理選擇器件（重點：低Coss的SR FET）、精心設計鉗位電容（CCL）、優(yōu)化鉗位開關（QCL）驅動時序（確保ZVS并避免能量倒灌）以及實施降頻控制策略，這些挑戰(zhàn)可以被成功克服。實驗結果證明，有源鉗位PSFB能在高功率（如3kW）、高電流（如250A）輸出下，實現優(yōu)異的電壓應力抑制和極高的整體轉換效率，為下一代高效高密度電源設計提供了強有力的技術支撐。
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